引言开关电容变换器是一种典型的无感变换器，它不含任何磁性元件，仅由电容和开关管组合起来，因此这种变换器具有体积小、重量轻等优点。开关电容网络在功率因数校正(PFC)、滤波等方面都有广泛的应用，但在直流无刷电机驱动电路中的应用还相对较少，本文提出用开关电容变换器作为直流无刷电机驱动模块中自举电容的充电泵电路，并做了详细的理论分析和电路设计。直流无刷电机的主电路一般为三相桥式变换器，在传统的驱动方法中，高端的三个开关管都必须有各自的独立驱动电源，这样就使整个电路的体积及复杂性大大增加。对于专门用于桥式变换器的驱动芯片（如IR2110,IR2132 等），可以在仅用一个独立电源的情况下，通过自举电容来为高端开关管的驱动电路供电[1]。这种通过自举电容供电的方法虽然简单，但也有其局限性：开通时间和占空比受限于自举电容的再充电，开关管只能工作在导通频率比较高的情况下，如果开关管长时间导通和占空比较大时，就需要有充电泵电路来给自举电容充电。本文提出了用开关电容变换器作为充电泵为驱动模块中自举电容充电的方法，通过对电路拓扑和控制策略的合理设计，能使自举电容上的电量始终保持在一定的范围内，从而确保MOSFET 在频率很低的情况下也能被完全驱动。
开关电容变换器是一种典型的无感变换器，它不含任何磁性元件，仅由电容和开关管组合起来，因此这种变换器具有体积小、重量轻等优点。开关电容网络在功率因数校正(PFC)、滤波等方面都有广泛的应用，但在直流无刷电机驱动电路中的应用还相对较少，本文提出用开关电容变换器作为直流无刷电机驱动模块中自举电容的充电泵电路，并做了详细的理论分析和电路设计。
直流无刷电机的主电路一般为三相桥式变换器，在传统的驱动方法中，高端的三个开关管都必须有各自的独立驱动电源，这样就使整个电路的体积及复杂性大大增加。对于专门用于桥式变换器的驱动芯片（如IR2110,IR2132 等），可以在仅用一个独立电源的情况下，通过自举电容来为高端开关管的驱动电路供电[1]。这种通过自举电容供电的方法虽然简单，但也有其局限性：开通时间和占空比受限于自举电容的再充电，开关管只能工作在导通频率比较高的情况下，如果开关管长时间导通和占空比较大时，就需要有充电泵电路来给自举电容充电。本文提出了用开关电容变换器作为充电泵为驱动模块中自举电容充电的方法，通过对电路拓扑和控制策略的合理设计，能使自举电容上的电量始终保持在一定的范围内，从而确保MOSFET 在频率很低的情况下也能被完全驱动。
最后对文中提出的理论和电路拓扑进行了仿真和实验验证，证明了本文所设计的开关电容变换器可以很好地满足MOSFET的驱动要求。
1 自举电路工作原理
自举电路原理图如图1所示。
Vb（s 驱动电路管脚Vb和Vs之间的电压差）给集成电路高端驱动电路提供电源，该电源电压必须在10V 到20V 之间，以确保驱动电路能完全地驱动MOSFET。Vbs电源是悬浮电源，附加在Vs电压上（Vs通常是一个高频方波），通过图1所示的自举方式就可产生悬浮电源电压Vbs。
电路工作原理如下：当Vs 被拉低时（通过负载或下端开关管），15V 电源Vcc 通过自举二极管Dbs给自举电容Cbs充电，因此给Vbs提供一个电源。Cbs 电容只在高端器件关断，Vs 被拉到地时才被充电，因此为保证被高端驱动电路吸收掉的电容Cbs 上的电荷能得到完全补充，低端器件导通时间（或高端器件关断时间）应尽量长，这样开关管导通时间和占空比就被自举电容的再充电所限制。当开关管长时间导通和占空比较大时就需要有充电电路给自举电容补充电荷，本文提出的开关电容变换器就可实现这种充电功能。
２ 开关电容变换器工作原理分析
基本开关电容变换器的结构如图2所示[2,3,4]：
图2中C1和C2分别是源电容和负载电容，S1和S2是MOSFET开关管。基本开关电容变换器通常具有两个工作状态：
状态I S1导通，S2截至，C1被Vs充电，C2向负载放电；
状态II S1截至，S2导通，C1向C2和负载放电，补充的储能。
本文在基本开关电容变换器工作原理的基础上，提出了适用于桥式电路，可以为高端驱动电路中自举电容充电的开关电容变换器，电路拓扑结构如图3所示。
图3中Vs为直流电源，为低端开关管的驱动电路供电，同时通过开关电容网络给高端驱动电路中的自举电容充电。C1为源电容，C2、C3、C4为负载电容，Si( i 等于1，2，…，8)为MOSFET开关管，Di （i等于1，2，…，6）的作用是为防止Si 关断期间MOSFET的体内寄生反向二极管导通，标号A和B 表示该端口彼此连接在一起，SP1、SP2 和SP3分别接高端驱动电路中的自举电容。
图3所示开关电容变换器共有四个工作状态：状态I 开关S1、S2导通，其它开关管都关断，
电源Vs给电容C1充电；
状态II 开关S3、S4导通，其它开关管都关断，电容C1向C2放电，补充C2的储能；
状态III 开关S5、S6导通，其它开关管都关断，电容C1向C3放电，补充C3的储能；
状态IV 开关S7、S8导通，其它开关管都关断，电容C1向C4放电，补充C4的储能。
四个工作状态的工作逻辑，即四组开关管的导通顺序如图4所示。
3 控制方法
采用DIONICS 公司生产的光伏MOSFET 驱动芯片来驱动开关电容变换器中8 个MOSFET 开关管，其驱动电路如图5所示。
图5中脉冲为低电平时，红外发光二极管LED导通，红外线光触发光电二极管阵列PV，AB端输出开路电压值为9.5V到11.5V的电压，该电压施加在MOSFET开关管的栅极和源极之间，所以当脉冲信号为低电平时MOSFET导通；同理，当脉冲信号为高电平时，MOSFET关断。
脉冲信号由单片机产生，通过单片机I/O 口输出4组时序如图6所示的脉冲信号波形来控制4 组开关管的通断，使开关电容变换器按上面分析的4个工作状态和时序进行工作。
4 仿真和实验结果
采用PSPICE 软件对主电路进行仿真，用PROTEUS软件对单片机进行仿真。
仿真参数为：独立电压源Vs ＝18V，开关管Si通态电阻Ron＝6 Ω，电容C1＝C2=C3=C4=10 μF，S1,S2的开关周期为T＝72 μs , ton=24 μs , 开关管S3,S4,S5,S6,S7,S8的周期为T＝216 μs，ton=24 μs。单片机I/O口输出波形及电容上的电流和电压波形如图8、图9 所示。
S5、S6 与S7、S8 的控制信号波形与图7 中S3、S4的控制信号波形相同，仅导通时间不同，各自的导通顺序和图6中分析完全一样。
实验中单片机型号为ATTiny26，通过编程输出四组控制信号，8 个MOSFET 开关管都采用
BS107A， 光伏驱动芯片采用DIONICS 的DIG-11-8-30-DD，实验参数和仿真参数相同。实验波形如图10、图11所示。
5 结语
分析了开关电容变换器在直流无刷电机驱动电路中的应用。采用文中提出的理论和电路拓扑可以使自举电容在低频情况下也能很好的满足驱动要求，实现电路的稳定工作。通过实验验证了理论的正确性和电路的可行性。
